Preobrazuvatelna tehnika

Технически Университет - Варна Димитър Димов Юдов Венцислав Цеков Вълчев ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНА ТЕХНИКА 2005 В учебника са разгледани основните схеми на полупроводниковите преобразуватели на електрическа енергия. Обхванати са принципът на действие, анализът на електромагнитните процеси и схемните решения. Разгледани са и съвременните мощни полупроводникови прибори. Учебникът е написан съгласно действащата учебна програма на дисциплината “Преобразувателна техника” за студентите от специалност ‘Електроника’ на Технически университет гр. Варна. Отделена е и допълнителна глава за методите и схемите за подобряване на комутационните характеристики на преобразувателните устройства, която е полезна за обучението в магистърския курс на специалност “Електроника” на Технически университет Варна. Отделните раздели на учебника са написани както следва: проф. д-р инж. Димитър Д. Юдов, Бургаски Свободен Университет: Въведение, Глава 2, Глава 3; гл. ас. д-р инж. Венцислав Ц. Вълчев, Технически Университет Варна: Глава 1, Глава 4, Глава 5, Глава 6. Авторите са благодарни на рецензентите доц. д-р инж. Михайл П. Илиев, Русенски Университет и доц. д-р инж. Андрей К. Андреев, Технически Университет Варна, за бележките и препоръките към пособието. Учебникът е предназначен за студентите от специалност ‘Електроника’ на Технически университет Варна, но може да се ползува и от студенти от други специалности и университети, както и да бъде полезен за докторанти и инженери работещи в областта на силовата електроника. ISBN Учебникът е приет за печат от Факултетния съвет на Факултета по Електроника, Технически Университет гр. Варна с протокол №13 от 12.07.05. © Димитър Д. Юдов, Венцислав Ц. Вълчев – автори, 2005 © Михайл П. Илиев, Андрей К. Андреев – рецензенти, 2005 © Венцислав Ц. Вълчев, Георги Н. Тодоров – оформление, 2005 печат - ‘Синтроник’ ООД СЪДЪРЖАНИЕ Въведение ......................................................................................................................6 Списък на основните означения............................................................................9 Глава 1. СИЛОВИ ПОЛУПРОВОДНИКОВИ КЛЮЧОВЕ ИЗПОЛЗУВАНИ В ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА 1.1 Класификация и сравнение ............................................................................11 1.2 Полупроводникови диоди................................................................................12 1.2.1 Основни параметри на полупроводниковите диоди ..................13 1.2.2 Динамични параметри на диодите ....................................................13 1.2.3 Основни групи диоди в преобразувателните устройства.........14 1.3 Тиристори с непълно управление.................................................................16 1.3.1 Еднооперационни тиристори ..............................................................16 1.3.2 Симетрични тиристори (триак, симистор).....................................19 1.4 Тиристори с пълно управление.....................................................................20 1.4.1 Тиристори изключвани чрез управляващ електрод (GTO)......20 1.4.2 Тиристори с MOS управление (MCT)..............................................21 1.5 Биполярни транзистори...................................................................................23 1.5.1. Комутационни характеристики на биполярните транзистори.........24 1.5.2 Коефициент на насищане Ksat на биполярните транзистори...24 1.5.3. Oбласт на безопасна работа нa биполярните транзистори....27 1.6 Полеви транзистори (MOS FET)...................................................................28 1.6.1 Структура и функциониране на MOS транзисторите................28 1.6.2 Комутационни процеси при MOS транзисторите .......................30 1.6.3 Сравнение на биполярните и MOS транзистори .........................31 1.6.4 Статични индукционни транзистори (SIT)...................................32 1.7 Силови биполярни транзистори с изолиран гейт (IGBT)...................33 1.7.1 Структура и функциониране на IGBT .............................................34 1.7.2 Комутационни процеси и характеристики.....................................35 1.7.3 IGBT драйвери ..........................................................................................36 1.7.4 Предимства и приложение на IGBT .................................................39 1.8 Силови интелигентни модули (IPM)...........................................................40 1.9 Тенденции в развитието на съвременните полупроводникови ключове........................................................................................................................41 1.9.1 Развитие на параметрите и характеристиките на съвременните полупроводникови ключове...........................................................................41 1.9.2 Перспективни нови ключови прибори и материали ..................42 Глава 2. УПРАВЛЯЕМИ ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ 2.1 Общи сведения ....................................................................................................45 2.1.1 Методи за регулиране на изправено напрежение........................45 1 2.1.2 Общи сведения. Класификация. Основни параметри................48 2.2. Работа на управляем токоизправител при активен товар .................51 2.2.1. Eднофазен еднополупериоден токоизправител ..........................51 2.2.2. Eднофазни двуполупериодени управляеми токоизправители .......55 2.2.4. Трифазен мостови токоизправител..................................................65 2.3. Работа на управляем токоизправител при активно-индуктивен товар .............................................................................................................................77 2.3.1. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка при R-L товар...........................................................................................77 2.3.2. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка и обратен диод.........................................................................................81 2.3.3 Eднофазни мостови управляеми токоизправители при активно-индуктивен товар..............................................................................84 2.3.4. Трифазен еднополупериоден токоизправител, работа при активно-индуктивен товар..............................................................................90 2.3.5. Трифазен мостови управляем токоизправител, работа при активно-индуктивен товар..............................................................................94 2.3.6. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор. Дванадесет фазен токоизправител.............................................................101 2.4 Комутационни процеси в управляемите токоизправители ..............108 2.5. Работа на управляем токоизправител на противо е.д.н.....................113 2.5.1. Работа на управляем токоизправител при активнокапацитивен товар............................................................................................113 2.5.2. Работа на управляем токоизправител на противо електродвижещо напрежение (е.д.н.) .......................................................115 2.6. Токоизправители с подобрени енергетични показатели...................116 2.6.1. Управляеми токоизправители със степенно регулиране.......116 2.6.2. Токоизправители с напълно управляеми вентили ...................121 2.7. Зависими инвертори ......................................................................................124 2.7.1 Еднофазни зависими инвертори ......................................................125 2.7.2 Трифазни зависими инвертори.........................................................127 2.8. Реверсивни токоизправители .....................................................................129 Глава 3. ЕЛЕКТРОННИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПРОМЕНЛИВО НАПРЕЖЕНИЕ 3.1 Еднофазни променливотокови преобразуватели .................................133 3.1.1 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активен товар .....................................................................................................133 3.1.2 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активно-индуктивен товар...........................................................................137 3.2 Трифазни променливотокови преобразуватели ...................................141 2 Глава 4. ИМПУЛСНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПОСТОЯННО НАПРЕЖЕНИЕ 4.1 Общи сведения ..................................................................................................144 4.1.1 Принцип на работа и регулиране на ИППН ................................144 4.1.2 Класификация на ИППН ...................................................................145 4.1.3 Основни принципи при анализа.......................................................146 4.2 Безтрансформаторни транзисторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение..........................................................................................147 4.2.1 Прав понижаващ преобразувател (Buck DC-DC converter)..147 4.2.2 Обратен повишаващ преобразувател (Boost DC-DC converter)...155 4.2.3 Обратен понижаващ-повишаващ преобразувател..................160 4.2.4 Чук преобразувател (Cuk DC-DC converter) ..............................164 4.2.5 Многозвенни безтрансформаторни ИППН ................................169 4.3 Трансформаторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение................................................................................................................171 4.3.1 Еднотактен прав трансформаторен преобразувател...............171 4.3.2 Еднотактен обратен трансформаторен преобразувател (Flyback DC-DC converter) ............................................................................175 4.3.3 Двутранзисторен прав трансформаторен преобразувател ...179 4.3.4 Двутактен трансформаторен преобразувател със средна точка на трансформатора (Push-pull DC-DC converter)..................................182 4.3.5 Мостови трансформаторни преобразуватели на постоянно напрежение .........................................................................................................184 4.4 Тиристорни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение...189 4.4.1 Видове тиристорни ИППН ...............................................................190 4.4.2 Тиристорни ИППН с едностепенна комутация ........................190 4.4.3 Тиристорни ИППН с двустепенна комутация ..........................194 4.4.3.1 Тиристорни ИППН с двустепенна капацитивна комутация ... 194 4.4.3.2 Тиристорни ИППН с двустепенна резонансна комутация ...... 197 4.4.3.3 Тиристорни ИППН с двустепенна последователна комутация.......... 198 Глава 5. ИНВЕРТОРИ 5.1 Общи сведения ..................................................................................................199 5.2 Еднофазни транзисторни инвертори на напрежение..........................201 5.2.1 Полумостов инвертор на напрежение ........................................201 5.2.2 Мостов инвертор на напрежение.....................................................203 5.2.3 Инвертор на напрежение със средна точка на трансформатора.....207 5.3 Еднофазни тиристорни инвертори на напрежение.............................209 5.3.1 Тиристорни инвертори на напрежение със спомагателно – импулсна комутация .......................................................................................209 3 5.3.2 Тиристорни инвертори на напрежение със взаимно–импулсна комутация............................................................................................................212 5.4 Трифазни инвертори на напрежение ........................................................214 5.5 Инвертори на ток .............................................................................................216 5.5.1 Особености на инверторите на ток .................................................216 5.5.2. Тиристорен еднофазен паралелен инвертор на ток.................217 5.6 Резонасни инвертори.......................................................................................223 5.6.1 Класификация на резонансните инвертори .................................223 5.6.2 Aнализ на последователен R-L-C кръг и условие за резонанс........225 5.6.3 Режими на работа на резонасните инвертори с обратни диоди......229 5.6.4 Анализ на мостов последователен резонансен инвертор с обратни диоди....................................................................................................236 5.6.5 Резонансни инвертори с удвояване на честотата ......................241 5.7 Методи за регулиране на изходното напрежение на инверторни схеми ...........................................................................................................................244 5.7.1 Широкоимпулсна модулация (ШИМ), основни понятия......245 5.7.2 Двуполярна синосуидална ШИМ...................................................247 5.7.3 Еднополярна синосуодална ШИМ..................................................250 5.7.4 ШИМ в режим на надмодулация (ma≥1).......................................252 5.7.5 Режим на правоъгълна вълна на изхода на инвертори на напрежение .........................................................................................................253 5.7.6 Широко-импулсно регулиране .........................................................254 5.7.7 Регулиране на трифазни инвертори на напрежение.................257 Глава 6. МЕТОДИ И СХЕМИ ЗА ПОДОБРЯВАНЕ НА КОМУТАЦИОННИТЕ ПРОЦЕСИ НА ЕЛЕКТРОННИТЕ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА 6.1 Видове комутационни процеси в преобразувателните устройства................................................................................................................260 6.1.1 Твърда комутация в преобразувателните устройства..............260 6.1.2 Мека комутация в преобразувателните устройства .................261 6.2 Основни подходи за подобряване комутационните условия в преобразувателните устройства ...................................................................263 6.2.1 Комутация при нулево напрежение (Zero Voltage Switching).........263 6.2.2 Комутация при нулев ток (Zero Current Switching) ..................264 6.2.3 Класификация на преобразувателите с мека комутация ........265 6.3 Резонансни силови преобразуватели ..................................................266 6.3.1 Резонансни преобразователи на постоянно напрежение........266 6.3.2 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация .........268 6.4 Квази-резонансни преобразуватели на постоянно напрежение.......274 4 6.4.1 Същност и особености на квази-резонансните преобразуватели (Quasi-Resonant Converters) .......................................274 6.4.2 Квази-резонансен обратен повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация (ZVS-QRC).....................................................276 6.4.3 Усъвършенстван повишаващ квази-резонансен преобразувател с нулево напрежение и нулев ток на комутация .................279 6.5 Мулти – резонансни силови преобразуватели................................285 6.6 Постигане на мека комутация при преобразуватели с ШИМ .........288 6.6.1 Преобразуватели с ШИМ и нулево напрежение на комутация (ZVS-PWM Converters)...................................................................................288 6.7 Резонансни постоянно-токови връзки за постигане на мека комутация (Resonant DC Link Converters)...............................................295 Литература.............................................................................................. 300 5 ВЪВЕДЕНИЕ Все по-широкото навлизане на електрониката и електронизацията в бита и промишлеността налага използването на захранващи напрежения с различни параметри – стойност, вид, честота, форма и др. Тъй като първичните източници на електрическа енергия не са в състояние да осигурят такава широка номенклатура от напрежения се налага използването на допълнителни преобразуватели на електрическа енергия. Схемното съдържание, принципът на действие и анализът на електромагнитните процеси, както и разработване на основни методи за проектиране на полупроводникови преобразуватели на електрическа енергия са обект на изучаване в дисциплината ‘Преобразувателна техника’ и на настоящия учебник. В учебника са обхванати и силовите полупроводникови прибори и тенденциите в развитието им. В учебника е приета класификацията на преобразувателните устройства в зависимост от вида на захранващото и изходното напрежения: · преобразуватели на променливо напрежение в постоянно (токоизправители); · преобразуватели на променливо напрежение в променливо (променливотокови преобразуватели); · преобразуватели на постоянно напрежение в променливо (инвертори); · преобразуватели на постоянно напрежение в постоянно (постояннотокови преобразуватели). Широко приложение имат токоизправителите, които преобразуват напрежението на променливотоковата мрежа (220 V, 50Hz) в постоянно напрежение със желана стойност. На фиг.1 е показана блокова схема на управляем токоизправител. Източникът на променливо напрежение (ИПН) в повечето случаи е трансформатор, осигуряващ необходимата стойност на променливото напрежение за токоизправителя. ИПН ВБ БФС T БУ БОВЗ Фиг.1 Блокова схема на управляем токоизправител 6 Вентилният блок (ВБ) е реализиран от управляеми или управляеми и неуправляеми вентили, които преобразуват променливото напрежение в постоянно напрежение. Блокът за филтрация и стабилизация (БСФ) може да се състои само от блок за филтрация или само от блок за стабилизация. Найчесто те се съвместяват в един блок, който служи за подобряване качеството на изправеното напрежение. Блокът за управление (БУ) е задължителен при управляемите токоизправители и служи да изработва управляващи импулси, синхронизирани със захранващото напрежение и дефазирани спрямо него на ъгъл при който се осигурява желана стойност на изходното напрежение. Използването на блок за обратна връзка и защита (БОВЗ) повишава значително качествените и функционални характеристики на токоизправителите и се реализира лесно при наличието на управляеми вентили и блок за управление. Разгледаната блокова схема е примерна. Тя може да има и други модификации, съобразно конкретните дадености на захранващия източник и изискванията на товара. Все по-широко приложение намират инверторите, които преобразуват постоянното напрежение на първични и вторични източници на електрическа енергия в променливо напрежение с желана стойност. Такива са импулсните захранващи източници, системите за гарантирано захранване, пусково-регулираща апаратура за различни електротехнически устройства и др. На фиг.2 е показана блокова схема на инверторен преобразувател. Източникът на постоянно напрежение в повечето случаи е акумулаторна батерия (АБ), или токоизправител. АБ АИ БФ Т БУ БОВЗ Фиг.2. Блокова схема на инверторен преобразувател 7 Автономният инвертор (АИ) е реализиран от управляеми или управляеми и неуправляеми вентили, чрез превключването на които се преобразува постоянното напрежение в променливо напрежение. Блокът за филтрация (БФ) не е задължителен и служи за подобряване формата на изходното напрежение. Блокът за управление (БУ) определя работната честота на инвертора. Използването на блок за обратна връзка и защита (БОВЗ) повишава значително качествените и функционални характеристики на инвертора и се реализира лесно при наличието на управляеми вентили и блок за управление. Разгледаната блокова схема е примерна. Тя може да има и други модификации, съобразно конкретните изисквания на товара. Блоковата схема на променливотоков преобразувател е подобна на фиг.1 , като вместо ВБ е поставен променливотоков управляем ключ (ТК). Когато има блок за обратна връзка променливотоковия преобразувател се нарича променливотоков регулатор. Блоковата схема на постояннотоков преобразувател е подобна на фиг.2 , като вместо АИ е поставен постояннотоков управляем ключ (ТК). Постояннотоковият преобразувател с филтър представлява трансформатор на постоянно напрежение. Когато има блок с подходяща обратна връзка постояннотоковия преобразувател се нарича импулсен стабилизатор. Въз основа на описаните структурни схеми могат да бъдат реализирани и по-сложни преобразуватели на електрическа енергия. Преимуществата на полупроводниковите преобразуватели в сравнение с електромеханичните такива са неоспорими: високи енергетически показатели, бързо и лесно регулиране, малки габарити и тегло, опростени и надеждни в експлоатацията схеми, безконтактна комутация. Силовата полупроводникова техника намира приложение в металургията и химическата промишленост, в железопътния и градския транспорт, за задвижване на различни металообработващи машини, кранове и ескалатори, за зареждане на акумулатори, захранване на галванични вани, електронизация на заваръчни агрегати, системи за гарантирано захранване, подобряване на качеството на светотехнически устройства и др. 8 СПИСЪК НА ОСНОВНИТЕ ОЗНАЧЕНИЯ В УЧЕБНИКА u1,U1; u2,U2 - моментна и ефективна стойности на напреженията в първичната, вторична намотки на трансформатора; i1,I1, i2, I2 - моментна и ефективна стойности на токовете в първичната и вторична намотки на трансформатора; U1m, U2m - максимална (амплитудна) стойности на напреженията в първичната, вторична намотки на трансформатора; uak, ia - моментна стойност на напрежението върху вентила и тока през него; Ia - средна стойност на тока във вентила; URm - максимална стойност на обратното напрежение върху вентила; UFm - максимална стойност на правото напрежение върху вентила; ud,(uоut), Ud(Uоut) -моментна и средна стойности на изправеното напрежение върху товара Rd(Rо); Uin - входно напрежение; id, (iоut), Id,(Iоut) - моментна и средна стойности на изправения ток през товара; Pd = Ud Id - постояннотокова мощност в товара; Ud(1)m -максимална стойност на първата хармонична на напежението върху товара; S1, S2, - изчислителни мощности на първичната, вторичната намотки на трансформатора; ST - типова мощност на трансформатора; Z - импеданс на електрическа верига; ma - амплитудно отношение на модулация; mf - честотно отношение на модулация; f – честота; T - период; w- кръгова честота; a - ъгъл на управление; j - ъгъл на дефазиране; y - ъгъл на удължаване; δ – коефициент на запълване; Φ – магнитен поток; n =U2/U1 - коефициент на трансформация; 9 кп =Uo(1)m/Uo - коефициент на пулсации; Uomax,Uomin - максимално и минимално значение на изправения ток D =I2/Io - коефициент на формата на тока; g=P1/S1 - коефициент на мощтност P1н - номинално значение на активна мощност; S1н - номинална реактивна мощност; RR, RF (Rобр, rпр) - обратно и право съпротивление на вентилите; tON, tOFF – време през което ключовият прибор е отпушен, запушен. 10 ГЛАВА ПЪРВА СИЛОВИ ПОЛУПРОВОДНИКОВИ КЛЮЧОВЕ ИЗПОЛЗУВАНИ В ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА 1.1 Класификация и сравнение Съвременната силова електроника се изгражда на база на постоянно усъвършенствани силови ключове. Параметрите и характеристиките на силовите ключове се подобряват непрекъснато и в сравнение с няколко години преди, сега възможностите им са значително повишени. Достигат се неколкократно по високи честоти при подобни мощности и много по лесно управление и загуби в ключовете. При проектирането на силовите ключове се отделя специално внимание за подобряване на комутационните им характеристики, за намаляване на пада на напрежение в отпушено състояние, за намаляване на тока при приборите в запушено състояние. Тези подобрения се постигат чрез нови технологии в микроелектрониката. Следващите години се очаква навлизането и на нови материали, освен силиция на база на който са съвременните ключови полупроводникови елементи. По принцип всички полупроводникови елементи в преобразувателните устройства работят в ключов режим. В зависимост от степента на управление на ключовете, те могат да се разделят на три групи: - диоди, отпушването и запушването на прибора зависи от веригата, в която се намира; - тиристори (еднооперационни тиристори) - прибора се отпушва чрез управляващ сигнал, а запушването му зависи от веригата, в която се намира; - напълно управляеми ключове, като и отпушването и запушването на тези прибори се осъществява от управляващ сигнал. В тази група влизат двуоперационните тиристори GTO, тиристорите тип MCT, полевите транзистори MOSFET, биполярните транзистори, SIT транзисторите, биполярните транзистори с изолиран гейт IGBT. За да се сравнят възможностите на изброените ключове може да се използват три основни параметъра: 11 - максимална работна честота при “твърда” комутация (т.е. без допълнителни мерки за облекчаване условията на комутация); - номинално работно напрежение; - номинален работен ток. На фиг.1.1 е показано подобно сравнение, включващо повечето от прилаганите в преобразувателните устройства прибори. Трябва да се отбележи, че непрекъснатото усъвършенстване на параметрите на приборите води до разширяване на областите на избраните параметри за почти всички от включените във фигурата прибори. Фиг.1.1 Основни параметри на най-разпространените полупроводникови ключове 1.2 Полупроводникови диоди Полупроводниковите диоди са двуслойни структури включващи един P-N преход. За някои видове диоди се използуват и преходи на база метал-полупроводник. Полупроводниковите диоди се използват за изправяне на променливото напрежение в постоянно, или като обратни диоди при активно-индуктивен характер на товара. 12 1.2.1 Основни параметри на полупроводниковите диоди Диодите се характеризират с множество параметри. Най-важните от тях са: - постоянен ток в права посока IF - постоянен ток, протичащ през диода в права посока; - постоянен обратен ток IR - постоянен ток протичащ, през диода в обратна посока при приложено обратно напрежение; - среден изправен ток Ia,d - средната стойност на тока протичащ през диода за един полупериод; - постоянно напрежение в права посока UF - напрежението върху изводите на диода, което се определя от тока в права посока, т.е когато диода е отпушен; - максимално постоянно напрежение UR,max - максималното обратно напрежение, което може да издържи диода в обратна посока. 1.2.2 Динамични параметри на диодите При работа при високи честоти съществено значение имат динамичните параметри на диодите. Тези параметри характеризират инерционните качества на диодите при смяна полярността на напрежението върху тях. Фиг.1.2 Процес на превключване на диода и разпределение на неосновните токоносители за различни моменти от комутационния процес 13 На фиг.1.2 е показан тока през диода при изключване и при включване на диода и концентрацията на неосновните токоносители за различните моменти от комутационния процес. При бързото изменение на напрежението върху диода от права в обратна посока, в началния момент протича голям обратен ток. Този ток, ІF,m, се дължи на натрупаните неосновни неравновесни токоносители от двете страни на прехода. Той остава постоянен, докато не завърши процеса на разсейването им и е ограничен от включените последователно външно съпротивление и съпротивлението на базата. Токът в обратна посока започва да намалява в момента, когато концентрацията на неосновните носители –дупките в базата близо до прехода стане нула – крива 4. С течение на времето тока в обратна посока намалява до стационарната си стойност ІF. Дефинират се време за разсйване на неравновесните носители tp и време за възстановяване на обратното съпротивление tb . Времето за разнасяне намалява с увеличаване на тока в обратна посока ІF,m: (2.1) æ æ IF ç t р = - lnç1 - ç ç I F + I F ,m ç è è ö ÷ ÷ ø 2 ö IF ÷ tр, ÷ t р @ 0.2 I ÷ F ,m ø където τp e времето на живот на дупките. Стойностите на времената tp и tb определят импулсните свойства на диода. Подобряването на импулсните параметри се постига чрез намаляване на времето на живот на токоносителите и намаляване площта на прехода. 1.2.3 Основни групи диоди в преобразувателните устройства В съвременните преобразувателни устройства се ползват основно силициеви полупроводникови диоди. Според мощността си те се разделят на три основни групи групи: диоди с малка, със средна и с голяма мощност. Първата група диоди с малка мощност: ІF£ 300mA, UR£ 1200V, ІR £ 300mА – монтират се без топлоотвеждащи радиатори. Втората група диоди със средна мощност: 0,3A £ ІF £10A, UR£ 800V, Іобр £ 300mА – монтират се върху топлоотвеждащи радиатори. Третата група диоди с голяма мощност: 10A£ ІF £ 3kA, UR £ 5kV – работят задължително с принудително охлаждане (въздушно, течно). 14 При работа с високи честоти се използват специални високочестотни диоди (най-често се използват диоди на Шотки). Диодите на Шотки имат голямо бързодействие, малък пад на напрежение в права посока, но имат малко UR,max и голям ІF при голяма работна температура. Тези диоди се изграждат на база на преход металполупроводник. За разлика от диодите с P-N преход, диодите на Шотки са униполярни прибори, тъй като в тях има движение само на един вид токоносители – на електроните на метала. Поради липсата на процес на разсейване на неосновните токоносители, тези диоди са значително по-бързи от диодите с P-N преход. Разпространени на пазара са полупроводникови модули (или така наречените диодни сборки). Те представляват конструктивно завършени елементи, в които са обособени различен брой диоди, свързани по определена схема. Предимство е улесненото проектиране и производство. Компактността на модулите позволява оптимизиране на конструкцията на преобразувателните устройства. Разработени са различни диодни модули фиг.1.3, които могат да се класифицират в следните групи: диодни матрици – те са изправителни модули, ползвани основно в нисковолтови маломощни изправители (0,1А; 50V), например схема Грец. Произвеждат се в пластмасов малогабаритен корпус или в метало-керамичен корпус; изправителни блокове – диодни модули, свързани в еднофазна или трифазна изправителна схема (ток 1 ¸ 3А, UR до 600V); високоволтови стълбове – последователно съединени диоди, предназначени за работа във високоволтови изправители (до 15кV и ток до 1А). Фиг.1.3 Диодни модули 15 1.3 Тиристори с непълно управление 1.3.1 Еднооперационни тиристори А. Структура и управление Тиристорът е полупроводников прибор с четирислойна структура с три прехода, с редуващи се области с ‘P’ и ‘N’ проводимост. На фиг.1.4 са показани структурата на тиристор, еквивалентен модел на тиристорна структура, представен чрез два биполярни транзистора и графичното означение на прибора. Фиг.1.4 Структура на тиристор, еквивалентен модел на тиристорна структура, и графичното означение на прибора. Волт-амперната характеристика (ВАХ) на прибора е показана на фиг.1.5. Тиристорът се отпушва чрез подаване на кратък положителен импулс на управляващия електрод (УЕ) при условие, че е подадено положително напрежение на анода (А) спрямо катода (K) на прибора. Характерна за тиристора е положителната връзка между двата биполярни транзистора, включени в структурата му. При по-голям управляващ ток, тиристора се отпушва при по-малко напрежение в права посока. За отпушването на прибора е необходим токов импулс със стойност многократно по-малка от анодният ток, който ще протече при отпушването му. Тиристорът може да се включи и без управляващ импулс, ако напрежението Uak стане достатъчно голямо и се достигне точката на включване на тиристора Uвкл., показана на ВАХ (фиг.1.5). 16 Фиг.1.5 Волт-амперната характеристика (ВАХ) на тиристор Тиристорът може да се включи и при голяма скорост на нарастване на анодното напрежение в права посока dU/dt, без да му е подаден управляващ импулс и без да е достигнато Uвкл.. Такова включване е нежелателно, тъй като прибора става по същество неуправляем. Тиристорът се изключва чрез подаване на обратно напрежение между А и K, което довежда до намаляване (прекъсване) на анодния му ток под тока му на задържане Iзад. Б. Основни параметри на тиристорите По-важните параметри на тиристорите [2,13] са обобщени в две групи: 1. Статични параметри на тиристора са: - среден ток, Ia - показва какъв среден или постоянен ток може да пропуска тиристора в права посока. Стойността Ia определя токовия клас на тиристора; - напрежение на включване, Uвкл. - характеризира момента на преминаване на тиристора от запушено в отпушено състояние, без да е подаден управляващ импулс под действие на нарастващо анодно напрежение. Необходимо е работното анодно напрежение Ua I d Rd ) от което се вижда, че схемата ще има много малък коефициент на полезно действие. Регулирането на втората схема се нарича реостатно. В случая потенциометъра R е включен последователно с товара, при което: (2.3) U d = U d - I d R' '' ' Най-благоприятният енергиен режим е в случая, когато R”= 0 и Ud” = Ud’, но тогава няма регулиране. Във всички останали случаи 46 има загуби върху работещата част на потенциометъра (R”) и те са право пропорционални на стойността на R” и тока в товара. По-добри енергетични показатели се получават при третия електромеханичен режим на регулиране (фиг.2.1,в), което се нарича автотрансформаторно регулиране. При него за разлика от първите два начина се регулира входното напрежение на токоизправителя и загубите се определят от загубите в автотрансформатора (АТ). Недостатък на предложената схема е наличието на подвижен контакт, в който често се получават недопустими загуби от лошо контактуване и влошаване работата на регулатора. Преимущество на до тук разгледаните методи за регулиране е, че те всички консумират чисто синусоидален ток от мрежата и не влошават допълнително фактора на мощност на устройството. Параметричен метод на регулиране има схемата показана на фиг.2.1,г, при която последователно в променливотоковата страна на токоизправителя (ТИ) е включен ПрТР (променливотоков регулатор). ПрТР представлява тиристорен или транзисторен регулатор и благодарение на параметъра – управляващи свойства на тиристора (транзистора) пропуска до токоизправителя част от полусиносуидата на входното захранващо напрежение, с което се получава намаляване на изправеното напрежение [1]. По аналогичен начин работи схемата показана на фиг.2.1д, като в случая тиристорите са включени в токоизправителя и пропускат част от изправеното напрежение към товара. Това е схема на управляем токоизправител. Преимуществата на тиристорните методи за регулиране на изправеното напрежение пред електромеханичните са: 1/ по-висок коефициент на полезно действие; 2/ по-малки габарити и тегло; 3/ отсъствие на механични движещи се и лесно износващи се части. Недостатъците на тиристорните методи за регулиране на изправеното напрежение пред електромеханичните са: 1/ влошаване фактора на мощност (несинусоидална форма на консумирания ток); 2/ не издържат претоварване по напрежение и ток. 47 2.1.2 Общи сведения за управляемите токоизправители. Класификация. Основни параметри и характеристики Токоизправителите са устройства, които преобразуват променливо напрежение и ток в постоянно напрежение и ток. Преобразуването на променливото напрежение в постоянно се извършва от вентилен блок (фиг.2.2), който в най-общия случай се изпълнява от полупроводникови диоди, тиристори или транзистори. Прието е към токоизправителят да се прибавя и входния трансформатор в случаите, когато има такъв. Токоизправителите са основен блок в токозахранващото устройство. В токоизправителното устройство може да има още филтърен блок, стабилизатор на напрежение или ток, блок за обратни връзки, защити и др. Класификацията на токоизправителите се извършва по следните основни признаци: изходна мощност, броя на фазите на захранващия източник, броя на изправените полупериоди, типа на вентилите, вида на схемата,работната честота и др. 1. Изходна мощност а) токоизправители за малка мощност (от няколко вата до 1 кW); б) токоизправители за средна мощност (от 1 kW до 100 киловатa); в) токоизправители за големи мощности (над 100 кW). Класификацията по този показател има условен характер и зависи от мощността на захранваното устройство. Примерно 1kW е много голяма мощност за компютърно захранване и много малка мощност за захранване на заваръчен агрегат. 2. Според броя на фазите на захранващия източник: а) еднофазни (фиг.2.2,а,б,в.) - захранващия токоизточник е еднофазен; б) многофазни (фиг.2.2,г,д,е) - захранващия токоизточник е трифазен. 3. Според броя на изправените полупериоди на захранващото напрежение в рамките на един период: а) еднополупериодни - когато от захранващия източник се консумира ток само в единия полупериод на захранващото напрежение (фиг.2.2,а,г); б) двуполупериодни - когато от източника се консумира ток през двата полупериода на захранващото напрежение (фиг.2.2,б,в,д). 48 Фиг.2.2 Токоизправителни схеми 4. Според типа на изправителните вентили: а) нерегулируеми - когато са реализирани само с диоди ; б) регулируеми - когато са реализирани с управляеми вентили (тиристори, транзистори) . 5.Според типа на схемата: а) прости - когато са реализирани от една от токоизправителните схеми (фиг.2.2,а,б,в,г,д); б) сложни - състоят се от две и повече токоизправителни схеми (фиг.2.2,е). 49 6.Според работната честота: а) нискочестотни- до 400 Hz; б) високочестотни- над 400 Hz. В зависимост от вида на товара се различават следните режими на работа при управляемите токоизправители: а) активен (R) товар; б) активно-индуктивен (R,L) товар; в) активно-капацитивен (R,C) товар; г) работа на противо е.д.н. Основните параметри и характеристики, които определят експлоатационните характеристики на управляемите токоизправители са същите каквито са при неуправляемите токоизправители: а) Средна стойност на изправеното напрежение и ток-Ud, Id ; б) Коефициент на полезно действие (h). Дефинира се като отношение на консумираната от товара и от захранващия източник мощности: h=Pd /P1 ; в) Коефициент на пулсации (кп). Представлява отношението на максималната стойност на променливата съставяща на изправеното напрежение към средната му стойност. В действителност първата хармонична е с най-голяма амплитуда и затова обикновено коефициента на пулсации се взема по отношение на първата хармонична: кп=Ud(1)m /Ud.; г) Външна характеристика - Ud=f(Id); Допълнителна характеристика на управляемите токоизправители е: е)Регулировъчна характеристика. Отразява зависимостта на изменението на изходното напрежение от ъгъла на управление: Ud=f(a). При проектирането и разработката на токоизправителите е необходимо да се знаят електрическите натоварвания на елементите на схемата. За избора на вентилите е необходимо да се определят: 1.Средната (Ia) и максималната (Iam) стойности на тока през вентила при максимален товар или допустими претоварвания. 2.Максимално обратно напрежение върху вентила (UR.m). За избора или проектиране на трансформатор са необходими следните параметри: 50 1.Ефективните стойности на тока и напрежението във вторичните намотки (I2n,U2n). 2. Ефективните стойности на тока и напрежението в първичната намотка (I1,U1). 3. Изчислителната мощност на всяка намотка (S1,S2…Sn) и общата типова мощност на трансформатора (ST). 2.2. Работа на управляем токоизправител при активен товар 2.2.1. Eднофазен еднополупериоден токоизправител Захранващият източник при еднофазния еднополупериоден токоизправител се свързва към товара през единия полупериод. Забавянето на управляващия импулс по отношение на момента на преминаването на захранващото напрежение през нулата, при което се получава естествено отпушване на неуправляемите вентили, определя ъгъла на регулиране a и стойността на изходното напрежение. Тиристорът се запушва при следващото преминаване на захранващото напрежение през нулата, когато напрежението му става отрицателно (Uак< 0). Схема на еднофазния еднополупериоден управляем токоизправител е дадена на фиг.2.3,а. На фиг.2.3,в са показани времедиаграмите на управляемия еднофазен еднополупериоден токоизправител при активен товар, идеални елементи на трансформатора (индуктивност на разсейване-Ls=0, активни загуби в намотките на трансформатора-rTr=0, намагнитваща индуктивностLm=¥) и идеални вентили (Rобр=¥, rпр=0). От времедиаграмите се вижда, че до момента на подаване на управляващия импулс тиристорът е запушен независимо, че анодът по отношение на катода му е положителен. След отпушване на тиристора цялото фазно напрежение се прилага върху товара. Увеличението на ъгъл a намалява частта от изправения полупериод на изходното напрежение. Това води до намаляване на средната стойност на изходното напрежение (Ud) и изходния ток (Id). 51 Фиг. 2.3 Еднофазен еднополупериоден управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми Напрежението върху тиристора съдържа положителната част от синусоида, през която тиристорът е запушен и целия отрицателен полупериод. Максималната стойност на положителното напрежение върху тиристора зависи от ъгъла на регулиране a и е най-голямо при a ³ 90o. След ъгъл a тиристорът се отпушва и напрежението върху него става равно на нула, а цялото фазно напрежение се прилага върху товара. При ъгъл J = p фазното напрежение си сменя знака и тиристорът естествено (не принудително) се запушва. Анализът на схемата се извършва в същия порядък и последователност, както при неуправляемите токоизправители, като се има в предвид наличието на ъгъл a. Средната стойност на изправеното напрежение на еднофазния еднополупериоден токоизправител е: 52 (2.4) U da U 1 1 = u 2 dJ = U 2 m sin J dJ = 2 m (1 + cosa ) 2p a 2p a 2p p ò p ò Като се замести в (2.4) ъгъл a = 0 се получава: U da = U 2m = Ud . p Това е изходното напрежението на неуправляемия токоизправител. Като се замести в (2.4) ъгъл a =p се получава Udα =0. Прието е регулировъчната характеристика на токоизправителя да се счита отношението на изходното напрежение на регулируемия токоизправител към изходното напрежение на нерегулируемия токоизправител. За разгледаната схема тя е: U da 1 + cos a = (2.5) Ud 2 където Uda - напрежението на регулируемия токоизправител; Ud - напрежението на същата схема при нерегулируем токоизправител. Графичният вид на регулировъчната характеристика е дадена на фиг.2.4. Фиг.2.4 Регулировъчна характеристика 53 За да се оразмери управляемия токоизправител е необходимо да се намерят величините, определящи натоварването на вентилите и трансформатора във функция от зададените величини – изходното напрежение (Uda) и изходния ток (Ida). Отношението между изходното напрежение (Uda) и напреженията необходими за избора на вентилите и трансформатора се определят по ф-ла (2.4) за даден ъгъл на управление a. Когато ъгълът на управление a се изменя в широки граници е необходимо да се замести с ъгъл a, където съответната величина е най-голяма. От времедиаграмите се вижда, че максималното обратно напрежение върху тиристорите (URm) ще се получи при a = 0. Тази стойност е същата, както е за същата схема при неуправляемия токоизправител (URm= U2m). Максималното право напрежение ще се получи при ъгъл a > p/2. При този случай в интервала от a= 0 до a >p/2 тиристора е запушен и максималното право напрежение върху него е U2m. (2.6) U Fm = U 2 m sin p = U 2 m = 1,57U d 2 Другият параметър за избора на тиристора е средната стойност на тока през него. През тиристора преминава целият изходен ток. (2.7) I da = I 1 I 2 m sin J dJ = 2 m (1 + cos a ) 2p a 2p p ò (2.8) I a = I da = I 2m (1 + cos a ) 2p Ако ъгъл a се изменя в големи граници за избора на тиристора е необходимо да се вземе стойността на ъгъл a, при която токът ще е максимален. От ф-ла (2.8) се вижда, че това е стойността a = 0, а средната стойност на тока през тиристора е: (2.9) Ia = I 2m = Id p От получените изчислителни съотношения са направени следните изводи: 54 1. Изборът на трансформатора и вентилите в управляемия токоизправител се извършва при максимални натоварвания на елементите по ток и напрежение. 2. Максимално натоварване на елементите по напрежение и ток се получава при ъгъл a=0 3. Ъгъл на управление a=0 съответства на неуправляем токоизправител, чиито изчислителни формули са дадени в [19]. 2.2.2. Eднофазни двуполупериодени управляеми токоизправители При еднофазните двуполупериодни токоизправители се изправят двата полупериода на захранващото напрежение. Съществуват две схемни на еднофазния двуполупериоден управляем токоизправител - схема със средна точка и мостова схема. Мостовият токоизправител може да бъде с четири тиристора и тогава се нарича симетричен мостов токоизправител. Мостовият токоизправител може да бъде с два тиристора и два диода и тогава се нарича несиметричен мостов токоизправител. При несиметричния мостов токоизправител свързването на тиристорите и диодите е реализирано така, че във всеки момент от време токът тече през последователно свързани тиристор и диод. При анализа на неуправляемите схеми на токоизправители със средна точка и мостова схема [19] се установи незначителна разлика във времедиаграмите, показващи токовете и напреженията в елементите на схемата. Това дава основание да се анализира по-подробно едната схема и като се имат в предвид различието в схемната реализация да се правят съответните изводи за другата схема. На фиг.2.5 е показана схемата на управляем двуполупериоден токоизправител със средна точка. При тази схема мрежовият трансформатор е тринамотъчен с две вторични намотки . Двете вторични намотки са с равен брой навивки (w2=w3) и са свързани последователно. Тoва обуславя наличието на две изходни напрежения с еднакви стойности и дефазирани на 180о. 55 Фиг.2.5 Еднофазен управляем токоизправител със средна точка: а) схема; б) времедиаграми През първия полупериод (J=0 до p) напрежението на тиристора S1 (uaк1) или напрежението на анода спрямо катода, e положително (фиг.2.5,б). Това е едното от необходимите условия за да се отпуши тиристора S1, но той се отпушва като се изпълни и второто условие – 56 подаване на управляващ импулс на ъгъл α в интервала J=0 ÷ p. През следващия полупериод (J=p до 2p) напреженията u2a и u2b си сменят знака, при което напрежението u2b става положително за тиристора S2 и той се отпушва, след като му се подаде управляващ импулс на ъгъл α след J= p и това се повтаря за всеки период на захранващото напрежение. Анализът на еднофазния двуполупериоден токоизправител със средна точка се извършва в същата последователност и допускане за идеалност на елементите, както при еднофазния еднополупериоден токоизправител. Зависимостта на средната стойност на изходното напрежение от захранващото напрежение е: (2.10) U da U 1 1 = u 2 dJ = U 2 m sin J dJ = 2 m (1 + cos a ) pa pa p p ò p ò При α=0 се получава напрежението на еднофазния двуполупериоден неуправляем токоизправител със средна точка (2.11) U da = 2U 2 m =Ud p отношението на Регулировъчната характеристика е регулируемото към не регулируемо напрежение: (2.12) U da (1 + cos a ) = Ud 2 Видът на регулировъчната характеристика, построена по (2.12) е показаната на фиг.2.3. Средната стойност на изправения ток е: (2.13) I da I 1 = I 2 m sin J .dJ = 2 m (1 + cos a ) pa p p ò За електрическото проектиране на токоизправителя трябва да се определят натоварванията по ток и напрежение на елементите на схемата – тиристорите и трансформатора. 57 Както при диодите тиристорите се избират по максимално напрежение върху тях и средна стойност на тока през тях. От времедиаграмите на фиг.2.5,б се вижда, че напрежението върху тиристорите има отрицателна и положителна стойност. Максималната стойност на отрицателно напрежение се определя, както при неуправляемите токоизправители [19] и има следната стойност: (2.14) Максималното тиристорите при a < (2.15) U Rm = 2.U 2 m = pU d . p зависи от ъгълът на управление. 2 U Fm = U 2 m sin a . право (положително) напрежение върху Максималното право напрежение върху тиристорите при a > не зависи от ъгълът на управление и има следната стойност: (2.16) p 2 p Ud 2 От получените зависимости (2.14), (2.15) и (2.16) се вижда, че най-голяма е стойността на максималното обратно напрежение, което определя класът по напрежение на избрания тиристор. Средната стойност на тока през тиристорите е: U Fm = U 2 m = I aa = I da U da U 1 + cos a = = d 2 2.Rd 2.Rd 2 Ако ъгъл α се изменя в широки граници, трябва да се приеме най-голямата стойност на средната стойност на тока през тиристорите, която се получава при ъгъл α=0. I (2.18) Ia = d 2 На практика се приема каталожната максимална средна стойност на избрания тиристор да бъде по-голяма от получената от (2.18) Iam > Ia. За избор или оразмеряване на трансформатора е необходимо да се определи типовата му мощност: (2.17) 58 (2.19) ST = S1 + S 2 , 2 където S1= U1.I1 ; S2= 2U2.I2 са проектните мощности на първичната и двете вторични намотки, а Ui.Ii са съответните ефективни стойности на напреженията и токовете. Toкът във вторичните намотки на трансформатора е пулсиращ (не синусоидален), поради което ефективната му стойност се определя по формулата: (2.20) 1 2 1 2 I2 = i2 .dJ = I 2 m . sin 2 J .dJ = D.I da , 2p a 2p a p ò p ò където D е коефициент отразяващ формата на тока и имащ следната стойност: I2 p = I da 2 1 p a 1 ( - + sin 2a ) p 2 2 4 1 + cos a (2.21) D= С увеличаване на ъгъла на регулиране α, коефициентът на формата расте, което трябва да се има в предвид при изчисление на вентилите и трансформатора. При голяма стойност на ъгъла на регулиране α през вентилите ще протича ток с голяма импулсна стойност при сравнително малка средна стойност. Tъй като през първичната намотка се консумира ток през двата полупериода при едни и същи условия следва, че токът e променлив и симетричен. Неговата моментна и ефективна стойности са : (2.22) (2.23) I1 = i1 = n.i2 ; 1 2 [2 i2 .n 2 dJ ] = n 2 I 2 , 2p a p ò където n – коефициент на трансформация; n = U 2 /U1 . За изчислителната мощност на първичната и вторични намотки на трансформатора се получава: 59 (2.24) ST = U 1 I1 + 2.U 2 I 2 . 2 Когато по задание ъгълът на регулиране α се изменя в големи граници, най-натоварения режим на работа се получава при α=0. Тогава съгласно [19] се получава: (2.25) S1=1,23Pd; S2=1,75Pd; ST=1,49Pd . 2.2.3. Трифазен еднополупериоден токоизправител Трифазните токоизправители се захранват от трифазно напрежение. Използуват се за захранване на консуматори за средни и големи мощности. Първичните намотки на трифазния трансформатор са три и могат да се свържат в звезда или триъгълник. Вторичните намотки са три или кратни на три. В схемно отношение трифазните управляеми токоизправителни схеми са: трифазна еднополупериодна, трифазна със средна точка и трифазна мостова схема. Има и други трифазни токоизправители, които се отнасят към сложните токоизправителни схеми. Трифазните токоизправители се използват за захранване на постояннотокови електрически двигатели, електролизни вани, заваръчни апарати, зарядни станции и други големи консуматори, както и при специализирани захранвания, каквито са бордовите автономни захранвания за автомобили, телефонни централи и др. При трифазния еднополупериоден управляем токоизправител всеки вентил е отпушен през част от единия полупериод на съответната фаза, когато напрежението между анода и катода е положително и в този интервал е подаден управляващ импулс. При трифазната еднополупериодна схема първичната намотка може да бъде свързана в звезда или триъгълник и това няма значение за принципното действие на схемата. Вторичната намотка обаче трябва да има нулев извод. 60 Фиг.2.6 Трифазен еднополупериоден управляем токоизправител: а) схема; б) времедиаграми при α = 0; в) времедиаграми при 00 и е подаден управляващ импулс. Следва отпушване на тиристор S2 и запушване на тиристор S1. Тиристор S2 работи заедно с отпушения диод D1 до момента в който анода на диод D2 стане по-положителен от анода на диод D1 (J=J4). В интервала J=J4¸J5 вентилите S2 и D2 изпълняват ролята на обратен диод и т.н. Средната стойност на изправеното напрежение е равно на средните стойности на двата съставни еднотактни изправителя: U da = U daI + U daII = (2.76) = 3 2p p +a 3 p - +a 3 òU 2m cosJ dJ + 3 2p p 3 òU p 3 2m cosJ dJ = - 3 p 3 p U 2 m sin cos a + U 2 m sin 2p 3 2p 3 99 Следователно, регулировъчната характеристика има видa: (2.77) U da 1 + cos a = . Ud 2 Вследствие действието на вентилите като обратни диоди, регулировъчната характеристика на несиметричния трифазен мостов токоизправител е еднаква с регулировъчната характеристика на еднофазен мостов токоизправител при работа с активен товар. От (2.77) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране, при който изходното напрежение е нула е a= 180о . Описаният принцип на работа на несиметричния трифазен управляем мостов токоизправител има недостатъци: · тиристорите пропускат повече ток, от колкото се консумира от захранващия източник. Това намалява коефициента им на използване по ток; · товарният ток тече през два последователно свързани вентила, когато работят като обратен диод; · при отпадане на управляващите импулси не се запушват всички тиристори. Тези недостатъци се премахват, ако паралелно на товара се включи обратен диод (фиг.2.21,а с включен обратен диод). На фиг.2.21,в се показани времедиаграмите на несиметричния трифазен управляем мостов токоизправител при работа на RL товар и с обратен диод. От тях се вижда, че при ъгъл на управление p a> тиристорите работят в прекъснат режим, което позволява 3 надеждно регулиране. Формата на изходното напрежение (uda) е същата, както на фиг.2.21,б. Това означава, че по отношение на фактора на мощност, обратният диод не допринася нещо повече, но тук тиристорите са натоварени по-малко по ток. Недостатък на несиметричната мостова схема е, че при p a> пулсациите на изправеното напрежение съответстват на тези 3 в трифазната еднополупериодна схема. Това налага при използването на филтри да се използват реактивни елементи с по-големи стойности. 100 2.3.6. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор. Дванадесет фазен токоизправител Въпреки цитираните множество преимущества на трифазната мостова схема, тя не може да се приеме като универсална и най-подходяща за приложение при всички случаи на средномощни и мощни постояннотокови захранвания. Недостатък на трифазната мостова схема е ниското използване на вентилите по ток и удвоеното вътрешно падение на напрежението на отпушените вентили (UF). Този недостатък особено се проявява при използването на вентили с поголямо съпротивление на отпушения вентил (RF), при по-големи токове в товара и по-малки напрежения. Намаляването на тези недостатъци и подобряване на енергетичните показатели на трифазните токоизправители се получава при използване на сложни токоизправителни схеми. А. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер). Принципната схема на двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер) е дадена на фиг.2.22,а. Схемата на двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер) представлява два трифазни еднополупериодни токоизправителя, работещи паралелно на общ товар. Изравнителният реактор LR осигурява паралелната работа на двата токоизправителя. Принципната схема се състои от: 1. Тринамотъчен трифазен трансформатор с две вторични намотки. Изходните напрежения от двете вторични намотки са еднакви по стойност и дефазирани на 180о. 2. Два еднакви трифазни еднополупериодни токоизправителя (схема Миткевич), свързани с анодите на вентилите към вторичните намотки на трансформатора, а всички катоди са свързани към единия извод на товара. 3. Изравнителен реактор LR – представлява бобина със затворен магнитопровод с две еднакви намотки, свързани по показания начин на схемата. Общият извод на изравнителния реактор е свързан към другия извод на товара, а другите изводи на реактора са свързани към двата токоизправителя. 101 Фиг. 2.22 Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор: а-схема; б-времедиаграми Принципът на действие се състои в следното: Ако изравнителния реактор отсъства, схемата би била трифазен аналог на еднофазната схема със средна точка. Схемата ще работи като обикновен шестфазен токоизправител. В даден момент ще е отпушен този диод, чието фазово напрежение е най-положително. 102 p . Това 6 означава, че работният ток на вентила ще бъде 6 пъти по-голям от средната стойност на тока през него. Наличието на изравнителния реактор предизвиква паралелна работа на два вентила от двата токоизправителя, като всеки вентил от единия токоизправител работи с два вентила от другия токоизправител. На фиг.2.22,б са показани времедиаграми на токове и напрежения в токоизправителя при активен товар и ъгъл на регулиране a= 0о, което е равносилно на неуправляем токоизправител. В такъв случай тиристорите работят като диоди, защото се отпушват веднага, когато напрежението им на анода стане положително спрямо катода. При a= 0о означава, че в този момент е подаден управляващ импулс. На първата времедиаграма са показани само положителните полувълни на фазните напрежения на двете вторични намотки, защото и при двата токоизправителя се отпушват вентили само в положителните полувълни. Например след момента J = J1 най-положителен е анодът на вентил S1 и той е отпушен. В този момент от другия токоизправител най-положителен е анодът на вентил S4 и той трябва да е отпушен, независимо, че фазовото напрежение на вентил S1 (u2a1) е поположително от фазовото напрежение на вентил S4 (u2в2). Причината за да са двата диода с различни фазови напрежения едновременно отпушени е изравнителният дросел, благодарение на който напреженията върху едновременно отпушените вентили са равни. За момента след J = J1 се получава: Следователно всеки вентил ще работи (ще е отпушен) J = u ak1 = u 2 a1 - u d - u k1 = u 2 a1 - u d (2.78) u ak 4 = u 2b 2 - u d + u k 2 uk 2 u = u 2b 2 - u d + k 2 От (2.78) се вижда, че изравнителният реактор вади определено напрежение от по-положителната в момента фаза (u2a1) и прибавя същото напрежение към по-малко положителната в момента фаза (u2b2). При тази операция анодни напрежения се изравняват (uaк1 = uaк4). 103 След момента J = J 2 фаза u2с2 става по-положителна от фаза u2b2, вследствие на което вентил S4 се запушва и се отпушва вентил S6, като продължава той да получава допълнително напрежение от фаза u2a1. След момента J = J 3 фаза u2с2 става по-положителна от фаза u2а1, вследствие на което продължават да са отпушени вентил S1 и вентил S6, като вече вентил S1 получава допълнително напрежение от фаза u2с2. Така се получава, защото се сменя поляритета на изравнителния реактор,поради това, че токът във от фаза u2с2 е станал по-голям от токът във фаза u2а1. По същия алгоритъм схемата продължава да работи в следващите интервали от време до изтичането на един период и след това всичко се повтаря. Тъй като двата токоизправителя работят паралелно върху товара, изходното напрежение е: (2.79) u d = u dI uk u u +u = u dII + k = dI dII , 2 2 2 където udI и udII са моментните стойности на изправеното напрежение от първия еднополупериоден токоизправител (S1 ,S3 иS5) и втория еднополупериоден токоизправител (S2 ,S4 иS6). Товарният ток (Id) е сума от токовете на двата токоизправителя: (2.80) Id = IdI +IdII В резултат на взаимната комутация на тиристорите от двете групи, всеки вентил работи по време равно на 120о. Кривите на изправените токове от двата токоизправителя са дефазирани на 60о, това обуславя честотата на пулсациите на изходното напрежение да бъде два пъти по-висока от честотата на пулсации на трифазния еднополупериоден токоизправител (fп=300Hz, както при схема Ларионов). Тъй като изходното напрежение е с ушесторена честота на пулсациите, анализът на схемата се извършва както при схема Ларионов. Вентилите се избират по-максимално обратно напрежение върху тях и средна стойност на тока през тях: (2.81) U Rm = 3U 2 m ; 104 (2.82) Ia = Id . 6 Натоварването на тиристорите по ток съответства на натоварването на токовото натоварване на вторичните намотки на трансформатора. Времедиаграмите на фазовите токове в първичната намотка са показани на фиг.2.22,б и се определят от изразите: (2.83) iA = iB = iC = ia1 - ia 2 n ia 3 - ia 4 n i a 5 - ia 6 n = = = i2 a1 - i2 a 2 ; n i2b1 + i2b 2 ; n i2 c1 - i2c 2 , n където: iai – токове във вентилите; i2a, i2b, i2c –токове в съответните фази; n – коефициент на трансформация. Сравнявайки качествата на на двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер) с трифазната мостова схема (схема Ларионов) се констатира: 1.Схема Кюблер има по-висок коефициент на полезно действие, тъй като товарният ток тече паралелно на работещите в даден момент тиристори, вследствие на което загубите на напрежение и на мощност в тях са по-малки. 2. При схема Ларионов максималното обратно напрежение върху вентилите (URm) e два пъти по-малко. Тези особености обуславят по-широко приложение на схема Кюблер при по-мощни токоизправители, но с относително ниски напрежения, където по-високото к.п.д. е от голямо значение (мощни заваръчни устройства). Б. Дванадесетфазен токоизправител По отношение на захранващия източник токозправителите са еднофазни и трифазни, тъй като захранващата мрежа е еднофазна и трифазна. 105 Друга класификация на токоизправителите е по кратността на честотата на пулсациите на изправеното напрежение. Според този показател те биват още: двуфазни (2х50), шестфазни (6х50), дванадесетфазни (12х 50) и т.н. Изправено напрежение с честота fп=12х50=600 Hz и повече може да се получи при сложни схеми на токоизправители, които се получават при последователно или паралелно свързване на няколко от разгледаните схеми. На фиг.2.23 е показана схема на дванадесетфазен токоизправител, съставен от последователно свързани две мостови трифазни схеми. Фиг.2.23 Дванадесетфазен токоизправител Принципната схема се състои от: 1. Тринамотъчен трифазен трансформатор с две вторични намотки. Изходните напрежения от двете вторични намотки са еднакви по стойност. Едната вторична намотка е свързана в звезда, а 106 другата в триъгълник. Това определя дефазирането между двете вторични напрежения от едноименните фази на 30о. 2. Два еднакви трифазни двуполупериодни токоизправителя (схема Ларионов), свързани последователно в товарната верига. Принципът на действие се състои в следното: Поотделно във всяка схема Ларионов работят едновременно два вентила по 120о в период. При свързаните последователно две схеми Ларионов в даден момент работят едновременно четири вентила по два от всяка схема, като захранващото напрежение на двете схеми е дефазирано на 30о. В резултат на това свързване пулсациите на изправеното напрежение са с честота 600 Hz. Коефициентът на пулсации се определя по формулата: (2.84) k п (1) = 2 = 0,0135 . m -1 2 В сравнение със схема Ларионов тук коефициентът на пулсации е повече от четири пъти по малък. Натоварването по ток е както при схема Ларионов: (2.85) Ia = Id . 3 Максималното обратно напрежение върху вентилите е: (2.86) U Rm = 3U 2 m = 0,525U d . Дванадесетфазният токоизправител има по-добро използване на вентилите по напрежение от мостовата трифазна схема. Дванадесетфазният токоизправител може да се получи като се свържат паралелно два трифазни мостови токоизправителя или две схеми Кюблер. За изравняване на токовете на паралелно свързаните токоизправители се свързва изравнителен реактор със среден извод. При осъществяването на по-сложни схеми може да се получи изходно напрежение с брой на пулсациите кратен на 18, 24 и т.н. 107 2.4 Комутационни процеси в управляемите токоизправители До тук във всички токоизправителни схеми вентилите се разглеждат като идеални елементи. Това означава идеална комутация, т.е. мигновено преминаване на тока от един вентил на друг или поточно мигновено запушване на работещия до момента вентил и мигновено отпушване на следващия работещ вентил. В реални условия такава мигновена комутация не е възможна. Това се дължи на реалните комуникационни качества на вентилите и влиянието на другите елементи на схемата. Оказва се, че индуктивността, последователно свързана между захранващата мрежа и вентилите влияе сериозно на комутационните процеси на вентилите. Това основно е индуктивността на разсейване на трансформатора, приведена към вторичната намотка. Важен показател на комутационния процес е времето през което той протича. Времето на комутация е времето през което се извършва пълното запушване на единия вентил и пълното отпушване на другия вентил. Това време се измерва с ъглови единици, затова се нарича ъгъл на комутация (γ). През това време два от вентилите на различни фази работят едновременно, което внася особености при описването на работата на токоизправителя. Описването на комутационните процеси с отчитане на всички възможни влияещи фактори е много сложно още повече, че те са различни за различните схеми по вид и мощност. Това налага анализа на комутационните процеси да се извършва за някои доминиращи фактори. За мощните токоизправители тези фактори са реактори в първичната намотка, индуктивността на разсейване на трансформатора и други индуктивности, включени преди вентилите. За мощните токоизправители може да се приеме, че токът е идеално изгладен (Ld = ∞) и отсъстват активни загуби в трансформатора и вентилите (rtr=0; RF=0). На фиг.2.24 е представена еквивалентна заместваща схема на трифазен еднополупериоден токоизправител (фиг.2.18,а). Мрежовият трансформатор е представен само с индуктивностите на разсейване на първичните и вторични намотки, приведени към вторичната страна. Вентилите се разглеждат като идеални. Токът в товара е идеално изгладен (ida=Ida= const.). Координатната система е така избрана, че фазите u2a и u2b да са симетрично разположени спрямо началото на координатната система. Техният запис има вида: 108 (2.87) u 2a = U 2 m cos ( J u 2 b = U 2 m cos (J + p + a) ; 3 p + a) 3 Фиг.2.24 Еквивалентна заместваща схема на трифазен еднополупериоден токоизправител 109 За да има анализът по обобщен характер и да е валиден за p p всяка от разглежданите схеми, се заменя в (2.87) c , където m 3 m е фазността на токоизправителя, съгласно кратността на честотата на пулсациите на изправеното напрежение. Според този показател m е : 1- еднофазен еднополупериоден; 2- еднофазен двуполупериоден; 3- трифазен еднополупериоден (Миткевич); 6- трифазен двуполупериоден (Ларионов); 12- дванадесетфазен и т.н. За m-фазен токоизправител (2.87) добива вида: u 2 a = U 2 m cos (J u 2b p +a) ; m p = U 2 m cos (J + + a ) . m От условието, че Ida= const. и докато единият вентил се отпушва, а другият се запушва следва стойността на тока в комутационния интервал: (2.88) I dg = I da = i2c + i2 a = const . Като се диференцира (2.88) следва, че изменението към нарастване на тока i2a е равно на изменението към намаляване на тока i2ab. (2.89) i2 а i = - 2b . dJ dJ По време на комутацията (00, e необходимо да се подаде управляващ импулс. На фиг.2.25,б това се реализира в момента J = J 2 , когато тиристор S1 се отпушва. Тиристор S1 е отпушен в интервала J 2 ¸ J 3 и се запушва J=J3, защото след J3 напрежението на кондензатора е по-голямо от захранващото напрежение. След J4 напрежението на анода на втория кондензатор става положително по отношение на катода му. При J= J5 се подава управляващ импулс на тиристор S2 и той се отпушва. След това процесът се повтаря. Трудно може да се определи регулировъчна характеристика на управляем токоизправител при RC товар, защото стойността на изходното напрежение силно зависи от товара и стойността на кондензатора. При относително постоянен товар и като се имат в предвид реалните параметри на токоизправителя се получава определен диапазон на регулиране на изходния ток и следователно на изходното напрежение. Диапазонът на изменение на ъгъла на регулиране a във всеки случай е различен, но винаги 0 0 корените са реални и различни и режимът е апериодичен; б) при a = 0 корените са реални и равни и режимът е граничен апериодичен; в) при a < 0 корените са двойка комплексно спрегнати числа и режимът е периодичен (колебателен) . Апериодичният режим не е характерен за последователните резонансни инвертори. Практическата работа на резонансните инвертори е в периодичен (колебателен) режим. За да е налице този режим трябва да е изпълнено неравенството: (5.32) a f > инвертор с обратни диоди. 5.6.3 Режими на работа на резонасните инвертори с обратни диоди Резонсните инвертори с обратни диоди имат три основни режима на работа: - работната честота на силовите ключове f е по-малка от резонансната честота на резонансния кръг f0: ff0. - работната честота на силовите ключове f е равна на резонансната честота на резонансния кръг f0: f=f0. 5.6.3.1 Работа при честота под резонансната честота f f 0 Разглежда се мостов транзисторен резонансен инвертор с обратни диоди, фиг.5.24. Времедиаграмите на работа на схемата са показана на фиг.5.25. 2 Фиг.5.24 Мостов транзисторен резонансен инвертор Фиг.5.25 Времедиаграми на работа на мостов транзисторен резонансен инвертор при f0 > f > f0 / 2 232 Времеинтервалите, характеризиращи работата на схемата са следните: 1) Времеинтервал t0 – t1 При подаване на отпушващи сигнали към двойката транзистори Т1, Т3 в момента t0 започва приблизително полусинусоидален токов импулс във веригата +Ud, T1, R, C, L, T3, -Ud, фиг.5.25. Токът на транзисторите в момента на комутация е ION. През този времеинтервал кондензаторът С се презарежда от -UC0 до UC,max в резултат на колебателния процес в резонансната верига L-C. Забележка. Разликата с преди разгледаният режим при f> R DS + rL + rC + rd , където е R DS съпротивлението на отпушения ключ (IGBT в случая); rL е съпротивлението на бобината, rC е съпротивлението на кондензатора, а rd е съпротивлението на захранващия източник. 5.6.5 Резонансни инвертори с удвояване на честотата Схемите на инвертори с удвояване на честотата се използват главно с тиристорни ключове, тъй като транзисторните ключове имат достатъчно бързодействие. На фиг.5.27 е показан инвертор с удвояване на честотата, а времедиаграмите показани на фиг.5.28 поясняват принципа на работа на схемата [2]. При резонансни инвертори с удвояване на честотата се използва принципа на подаване на еднополярни токови импулси към товара и елиминиране на постоянно-токовата им съставка, което е показно на фиг.5.28. Различието мужду тази схема и разгледания вече мостов резонансов инвертор е мястото на включване на товара. Товарът е включен последователно на разделителния кондензатор C0 и заедно с него е в паралел на останалата част от схемата. Предназначението на C0 е да елиминира постоянната съставка на тока през товара. Стойността на разделителния кондензатор C0 е значително по-голяма от стойността на комутиращия кондензатор Ck. Комутиращата индуктивност в случая е разделена на две части Lk1 и Lk2. Схемните особености, свързани с разделянето на комутиращата индуктивност на две части или с мястото на включването й, когато е само една, са свързани с напрежението върху ключовете и схемното време на възстановяване. На входа на схемата има бобина със значителна стойност, т.е. Ld>>Lk1; Ld>>Lk2. 241 Фиг.5.27 Тиристорен резонансен инвертор с удвояване на честотата Фиг.5.28 Елиминиране на постоянно-токовата съставка на тока на товара на резонансен инвертор с удвояване на честотата, фиг.5.26; f1 > f 0 > f f честота на управляващите импулси; f0 резонансна честота на колебателната верига; f1 честота на тока през товара. 242 При тази конфигурация на схемата, постоянният входен ток на източника Id се разделя през двата клона: клона на товара с ток iRout и на клона на инвертора с ток ik: (5.66) I d = (-iRout ) + ik В резултат, токът на товара е разлика от тока на инвертора ik и постоянния ток на входа на схемата I d : (5.67) i Rout = ik - I d Схемата функционира аналогично на резонансен инвертор. Основните времеинтервали в работата на схемата са: 1) Времеинтервал t0 – t1 В момента t0 се подават отпушващи сигнали към двойката тиристори T1 и T3. Протича токов импулс в контура +Cf, Lk1, T1, Ck, Lk2, T3, R, -Cf. Формата на импулса е полусиносоида с продължителност, определена основно от стойностите на елементите Lk1, Lk2 и Ck (C0>>Ck). В края на полупериода кондензаторът Ck се зарежда до максималното си напрежение, което е достатъчно за формиране на отрицателно напре-жение върху тиристорите T1 и T3, в резултат на което те се запушват. 2) Времеинтервал t1 – t2 През този времеинтервал няма отпушени тиристори. Продължителността му зависи от времето, необходимо за възстановяването на тиристорите T1 и T3, както и от необходимоста за формиране на подходяща отрицателна полувълна върху товара. 3) Времеинтервал t2 – t3 В момента t3 се отпушва другата двойка тиристори T2 и T4. Формира се нов полусинусоидален токов импулс по следния контур +Cf, Lk1, T2, Ck, Lk2, T4, R, -Cf. Този токов импулс протича отново през клона на товара и има същата посока, като токовия импулс при отпушването на двойката тиристори T1 и T3. Следващите времеинтервали са аналогични. В момента t4 започва нов период на управляващите импулси, чиято честота f е два пъти поголяма от честотата f1 на тока върху товара (f=2 f1). Двете поредици полусинусоидални токови импулси върху товара определят два пъти по високата честота върху него. Тези поредици имат постоянно-токова съствка. Тази постоянно-токовата съставка се 243 елиминира благодарение на тока на филтровата индуктивност Ld, който е в противоположна посока на полусинуидалните токови импулси. Предимство на схемите с удвояване на честотата са, че при дадена работна честота и динамично натоварване на приборите се получава честота върху товара, която е два пъти по-голяма от работната честота. Недостаък на тези схеми са повишените напрежения върху елементите им. 5.7 Методи за регулиране на изходното напрежение на инверторни схеми Методите за регулиране на изходно напрежение на инверторните схеми могат да се разделят на три групи: 1. Широкоимпулсна модулация (ШИМ) При този метод на регулиране се предполага, че входното напрежение е със сравнително постоянна във времето стойност. Целта на регулирането е амплитудата и честотата на изходното напрежение да се поддържат в желаните граници. Това се постига чрез широкоимпулсна модулация на управляващите сигнали към ключовете. 2. Регулиране на амплитудата на входното напрежение При тези инвертори необходимите стойности на наблюдаваните параметри (изходно напрежение и честота) се постигат чрез регулиране амплитудата на входното напрежение. Контрола на инвертора следи и поддържа само честотата на изходното напрежение. Структурата на система, използваща този начин на регулиране включва стабилизиран токоизправител, напрежението на изхода на който се регулира. Това регулируемо постоянно напрежение е входно напрежение за инвертора. То се използува за регулиране на амплитудата на изходното напрежение. 3. Метод на геометричното сумиране При този метод за регулиране няколко инвертора работят на общ товар. Напрежението на изхода на всеки от тях е дефазирано спрямо напрежението на първия инвертор. Изходното напрежение се получава като сума от изходните напрежения на всички инвертори. При подходящо регулиране и дефазиране на тези изходни напрежения се постига и желана форма на резултатното напрежение, например синусоидално. 244 5.7.1 Широкоимпулсна модулация (ШИМ), основни понятия Този метод за регулиране на изходното напрежение и честота на инверторите е най-често използваният и затова ще бъде разгледан подробно. Най-разпространената е така наречената синусоидална ШИМ, при която всеки полупериод на изходното напрежение се получава от серия импулси с фиксирана честота (много по-висока от товарната) и продължителност, изменяща се по синусоидален закон. Съществуват две основни разновидности на ШИМ: - еднополярна ШИМ; - двуполярна ШИМ. За да се реализира синусоидално изходно напрежение със желана честота fout, се използва синусоидален сигнал със същата честота ucon, който се сравнява с триъгълен сигнал с многократно по-висока честота, utri (фиг.5.29) Честотата на триъгълният сигнал ftri е и честота на комутация на ключовете, и се нарича още носеща честота. Тази честота е постоянна и е необходима за да се получи по-добро изглаждане на изходното напрежение. Обикновено честотата ftri е нечетно кратна на основната (товарната) честота fout. Изходното напрежение на инвертора не е идеална синусоида, а съдържа хармоници кратни на fout.. Изборът на отношението ftri / fout е определящ за хармоничния състав на изходното напрежение. Приемлив хармоничен състав се получава при отношение ftri / fout ≥ 15. Следните основни понятия се използват при описване на регулирането чрез синусоидална ШИМ: 1. Амплитудно отношение на модулацията ma, дава се с израза: U con , U tri където U con е амплитудата на управляващия сигнал, фиг.5.29; U tri е амплитудната стойност на триъгълния сигнал, фиг.5.29. (5.68) ma = 2. Честотно отношение на модулацията mf, представено с израза (5.69) mf = f tri , f out където: f tri е честотата на триъгълният сигнал (честотата на комутация на ключовете) , фиг.5.28,а; f out е желаната честота на изходното напрежение, фиг.5.29, която е и честотата на управляващия синосуидален сигнал ucon. 245 Фиг.5.29 Триъгълен и синусоидален сигнал при регулиране чрез синусоидална ШИМ При управление на инверторите на напрежение със синусоидална ШИМ съществуват три режима на работа (фиг.5.30): 1. Линеен режим, при който ma £ 1 и амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение U out ,1 зависи линейно от ma. 2. Режим на надмодулация, при който 1 < ma £ 3,24 и амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение зависи нелинейно от ma. 3. Режим на правоъгълна вълна, при който ma > 3,24 и U out ,1 не зависи ma. Инверторът не може сам по себе си да регулира изходното напрежение. На фиг.5.30 е показана зависимостта на отношението U out ,1 от ma за Ud /2 полумостова схема [33]. Фиг.5.30 Зависимост на отношението от амплитудно отношение на модулацията ma за еднофазен полумостов инвертор на напрежение. 246 5.7.2 Двуполярна синосуидална ШИМ За представяне на метода на регулиране чрез двуполярна синусоидална ШИМ, се разглежда показаният на фиг.5.31 полумостов инвертор. Фиг.5.31 Полумостов инвертор на напрежение Управлението на ключовете S1 и S2 на инвертора от фиг.5.31 се извършва на база на сравнение на синосуидалния сигнал u con с триъгълния сигнал с многократно по-висока честота, utri като: - ключът S1 е отпушен, а S2 запушен при u con > utri и в този случай напрежението върху товара е u out = U d / 2 (фиг.5.32); - ключът S2 е отпушен, а S1 запушен при u con < utri и в този случай напрежението върху товара е u out = -U d / 2 (фиг.5.32). В резултат, моментното изходно напрежение върху товара uout има една от двете стойности: U d / 2 и - U d / 2 . В рамките на един полупериод напрежението върху товара се сменя последователно от U d / 2 до - U d / 2 и обратно (или от -Ud до +Ud при мостовите инвертори) и затова тази ШИМ се нарича двуполярна ШИМ. На фиг.5.32 са показани времедиаграмите, илюстриращи регулиране с двуполярна синусоидална ШИМ. Показаните времедиаграми съответстват на честотно отношение на модулация m f = 15 и амплитудно отношение на модулация ma = 0,8 . Забележка: В тази точка 5.7 ключовете се разглеждат като идеални, т.е. времето им за комутация е нула. Спектърът на изходното напрежение на инвертора от фиг.5.31 при регулиране с двуполярна ШИМ е показан на фиг.5.33 [33]. 247 Фиг.5.32 Двуполярна синусоидална ШИМ, полумостов инвертор, ma=0,8; mf=15 Фиг.5.33 Спектър на изходното напрежение на полумостов инвертор (фиг.5.29) при регулиране с двуполярна ШИМ На фиг.5.33 е представено отношението стойност на n-тия хармоник U out ,n 248 U out ,n Ud /2 на амплитудната към ½ от стойността на захранващото напрежение U d , за различни честоти, кратни на изходната честота fout, т.е. за цели стойности на честотното отношение на модулацията mf . Основни съотношения и съображения при двуполярна ШИМ: 1. Амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение U out ,1 е ma пъти Ud/2 при полумостова схема: Ud , за ma £ 1,0 (линеен режим) 2 При мостовите инвертори, регулирани с двуполярна ШИМ, зависимоста на амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение U out ,1 от ma е: (5.70) U out ,1= ma (5.71) U out ,1= ma U d , за ma £ 1,0 (линеен режим) Следователно, за синусоидална ШИМ амплитудата на първият хармоник на изходното напрежение зависи линейно от амплитудното отношение на модулацията ma за стойности ma £ 1 . Тази област се нарича линейна област на регулиране (линеен режим на работа). В случаите, когато е необходимо по-нататъшно увеличение на амплитудата на основния хармоник, амплитудното отношение на модулацията ma се увеличава над единица и се получава така наречения режим на надмодулация (overmodulation). 2. Хармониците в спектъра на изходното напрежение са групирани симетрично около носещата честота ftri (съответства на mf=1) и стойности кратни на нея 2ftri (съответства на mf=2) и 3ftri (съответства на mf=3) (фиг.5.33). 3. Когато честотното отношение на модулацията mf е нечетно число, се постига наличието само на нечетни хармоници в спектъра на изходното напрежение. Следователно, mf трябва да е нечетно число при двуполярна ШИМ. 4. Избор на честота на комутация ftri Поради сравнително по-лесното филтриране на по-високите честоти (хармоници) се препоръчва използването на по-висока носеща честота ftri. Ограничителното условие при избора на тази честота са възможностите на използуваните ключове и комутационните загуби в инвертора, основно в неговите активни ключове. На практика честотата на комутация се избира или по-малка от 6 kHz или по249 голяма от 20 kHz. Втората граница 20 kHz е установена за да се надхвърли допустимата лента на човешкото ухо. Стойността mf =21 се приема за гранична стойност, която разделя нискочестотната ШИМ и високочестотната ШИМ [33]. 5.7.3 Еднополярна синосуодална ШИМ За реализиране на еднополярна ШИМ се използва мостов инвертор, например показаният на фиг.5.34. На фиг.5.34 с А и В са означени средните точки на двете рамена на моста, а с N е означена точката, съответстваща на отрицателния извод на захранващото напрежение. Двете рамена на моста се управляват чрез сравнение на триъгълното напрежение utri с две управляващи (контролни) синусоиди ucon и -ucon, които са в противофаза (дефазирани на 180˚), фиг.5.35. При това сравнение се получава следния начин на управление на ключовете: - рамо А, ключове S1, S3: за u con > utri S1 – отпушен, а S3 – запушен. за u con < utri S1 – запушен, а S3 – отпушен. - рамо В, ключове S2, S4: за u con > utri S2 – отпушен, а S4 – запушен. за u con < utri S2 – запушен, а S4 – отпушен. Фиг.5.34 Мостов инвертор на напрежение При еднополярната ШИМ в рамките на един полупериод на изходната честота напрежението върху товара има само една полярност, т.е. сменя от Ud до нула, или от -Ud до нула за следващия полупериод. Поради това тази ШИМ се нарича еднополярна ШИМ. На фиг.5.36 е показан спектъра на изходното напрежение при еднополярна ШИМ [33]. 250 Фиг.5.35 Еднополярна ШИМ, ma = 0,8 , m f = 12 Фиг.5.36 Спектър на изходното напрежение на инвертора от фиг.5.31 при регулиране с еднополярна ШИМ 251 Особеност на еднополярната ШИМ е, че напрежението върху товара е с честота равна на два пъти носещата честота ftri (докато при двуполярната ШИМ е ftri). Друго важно предимство на еднополярната ШИМ е, при избор на mf четно число, най-ниските хармоници в спектъра на изходното напрежение са групирани от двете страни на честотата 2ftri (която съответства на 2mf на фиг.5.36). Същевременно, хармониците с честота, кратна на ftri са елиминирани. Сравнението между еднополярната и двуполярната ШИМ показва следните изводи: 1. При еднополярната ШИМ висшите хармоници в спектъра на изходното напрежение са значително намалени, като няма висши хармоници, центрирани около ftri (хармоникът с честота ftri също е нула). В резултат, филтрирането на изходното напрежение е значително облекчено. 2. Амплитудната стойност на основния хармоник на изходното напрежение за едни и същи стойности на ma са еднакви и за двата вида модулация (при използуване на мостови схеми). 3. Честотно отношение на модулацията mf трябва да е нечетно число за двуполярната ШИМ (препоръчително е mf >15, [2]) и четно число за еднополярната ШИМ. 4. При използването на мостова схема е възможна реализацията и на двата вида ШИМ – еднополярна и двуполярна ШИМ. 5.7.4 ШИМ в режим на надмодулация (ma≥1) При досега дискутираните ШИМ стойността на амплитудното отношение на модулацията е ma £ 1,0 и модулацията е линейна. Амплитудата на основния хармоник в спектъра на изходното напрежение зависи линейно от ma и не може да е по-голяма от стойността на захранващото напрежение. В някои случаи обаче е необходимо понататъшно увеличение на амплитудата на основния хармоник. Тогава ma се увеличава над единица и схемата функционира в така наречения режим на надмодулация (overmodulation), фиг.5.30. Режима на надмодулация се характеризира с: 1. Амплитудата на основния хармоник U out ,1 зависи нелинейно от ma (фиг.5.30). 2. Наличието на много повече висши хармоници в спектъра на изходното напрежение в сравнение с линейния режим ma £ 1,0 . На 252 фиг.5.37 е показан спектърът на изходното напрежение в режим надмодулация при ma = 2,5 ; m f = 15 за полумостов инвертор на напрежение [33]. Фиг.5.37 Спектър на изходното напрежение на еднофазен полумостов инвертор на напрежение в режим над модулация при ma = 2,5 ; m f = 15 . Режима на надмодулция се избягва при системи със завишени изисквания към спектъра на изходното напрежение. 5.7.5 Режим на правоъгълна вълна на изхода на инвертори на напрежение При режим на правоъгълна вълна (square wave), изходното напрежение на инвертора е правоъгълно, фиг.5.38,а. Амплитудата на основния хармоник U out ,1 не зависи от амплитудното отношение на модулация ma. При режима на правоъгълна вълна инверторът не може сам по себе си да регулира изходното напрежение (напрежението върху товара), а това се осъществява чрез регулиране стойността на захранващото напрежение Ud. Зависимостта на амплитудата на основния хармоник на изходно напрежение на полумостов инвертор от захранващото напрежение е: (5.72) U out ,1 = 4 Ud @ 0.637 U d p 2 За мостов инвертор зависимостта е: (5.73) 4 U out ,1 = U d @ 1.273 U d p 253 Фиг.5.38 а) Изходно напрежение uout и основен хармоник uout,1 на полумостов инвертор напрежение в режим на правоъгълна вълна; б) Спектър на изходното напрежение uout На фиг.5.38,а са показани изходното напрежение и основния му хармоник при полумостов инвертор на напрежение в режим на правоъгълна вълна. На фиг.5.38,б е показан спектърът на изходното напрежение [33]. 5.7.6 Широко-импулсно регулиране При широко-импулсно регулиране (ШИР) на изхода на инвертора на напрежение има импулси с правоъгълна форма, като ширината на тези импулси се променя в рамките на полупериода (фиг.5.39). Найчесто срещания случай е когато на всеки полупериод на изходното напрежение отговаря един импулс. Регулирането на изходното напрежение се постига чрез промяна ширината на импулсите. Формата на тока през товара зависи от характера му. За пример е разгледан мостов инвертор (фиг.5.39,а). На фиг.5.39,в са показани времедиаграмите, поясняващи принципа на работа на схемата в режим на ШИР. Основните времеинтервали в работата на схемата са: 1) Времеинтервал t0-t1 В момента t0 се подават отпушващи сигнали към ключовете S1 и S3. Върху товара се прилага захранващото напрежение. Тъй като товарът е с активно-индуктивнен характер, токът през него продължава да тече през същата посока към момента t0 (с посока показана на фиг.5.39,а без скоби). 254 Фиг.5.39 а) Мостов инвертор на напрежение; б) амплитуди на първата хармонична и висшите хармониците в спектъра на изходното напрежение; в) времедиаграми на мостовия инвертор при ШИР; Токът се затваря през веригата осигурена от диодите D1 и D3: -Ud, D1, Z, D3, +Ud. Схемата връща енергия към захранващия източник през този времеинтервал. 2) Времеинтервал t1-t2 В момента t1 токът се нулира. За този времеинтервал t1-t2 провеждат двата напълно управляеми ключа S1 и S3. 3) Времеинтервал t2-t3 В момента t2 се подава запушващ сигнал към ключа S3 и той се запушва. Поради активно-индуктивния характер на товара, токът запазва посоката си и се затваря през веригата S1, Z, D2. 4) Времеинтервал t3-t4 255 В момента t3 се подава запушващ сигнал към ключа S1 и отпушващи сигнали към ключовете S2 и S4. Времеинтервалът е аналогичен на времеинтервала t0-t1. Товарът е активно-индуктивен характер и токът през него продължава да тече през същата посока към момента t3 (с посоката, означена в скобите на фиг.5.39,а). Токът се затваря през веригата осигурена от диодите D2 и D4: -Ud, D2, Z, D4, +Ud. Схемата връща енергия към захранващия източник. 5) Времеинтервал t4-t5 Времеинтервалът е аналогичен на времеинтервала t1-t2 с разликата, че провеждат ключове S2 и S4. 6) Времеинтервал t5-t6 Времеинтервалът е подобен на времеинтервала t2-t3 с разликата, че токът на товара се затваря през веригата S2, Z, D1. Регулировъчната характеристика за средната стойност на изходното напрежение на схемата при ШИР регулиране е: (5.74) U Z ,ср Ud = l , T /2 където U Z ,ср е средната стойност на напрежението върху товара; l е продължителността на импулсите на напрежението върху товара; Т/2 е работният полупериод на схемата, Т=1/f. Забележка: Има се предвид средната стойност за един полупериод Т/2, тъй като средната стойност за един период е нула. При разглеждания начин за регулиране ширината на импулса l може да се променя в диапазона 0 ¸ T / 2 . На фиг.5.39,б е показана зависимостта на отношението на амплитудата на първия хармоник U1m на изходното напрежение към захранващото напрежение Ud, от ширината на импулса l . Показани са и подобните зависимости за 3ти, 5-ти и 7-ми хармоници. От фигурата се вижда, че изменението на l е целесъобразно в диапазона 180˚-120˚. По нататъшното намаляване на l води до силно намаляване на първата хармонична и нарастване на висшите хармоници. 256 5.7.7 Регулиране на трифазни инвертори на напрежение Целта на регулирането и управлението на трифазнен инвертор на напрежение (фиг.5.40) е поддържане на зададената амплитуда и честота на изходното напрежение. Фиг.5.40 Трифазен инвертор на напрежение Често използуван метод на регулиране на трифазните инвертори е метода на широкоимпулсната модулация (ШИМ). Метода на синусоидалната ШИМ при трифазните инвертори на напрежение е изграден на принцип, подобен на вече разгледания за еднофазни инвертори на напрежение. Разликата е, че триъгълният управляващ сигнал се сравнява с три различни синусоиди, отместени всяка спрямо другите две на 120°. Получените от сравнението резултати се подават като управляващи сигнали към съответните фази. На фиг.5.41,а са показани времедиаграмите, илюстриращи принципа на управление със ШИМ на трифазен инвертор на напрежение за получаване на синусиодално изходно напрежение. На фиг.5.41,б е показан спектърът на изходното напрежение за разгледаният метод на управление [33]. В линеен режим на модулация ma £ 1,0 амплитудата на основния хармоник на фазовото напрежение U A,1 се изменя линейно при промяна на ma: (5.75) U A,1 = m a Ud 2 За амплитудата на основния хармоник на линейното напрежение UAB,1, при използуване горния израз, се получава: U (5.76) U AB,1 = U CA,1 = U BC ,1 = 3 U A,1 = 3 ma d @ 0,87 ma U d 2 257 Фиг.5.41 а)Времедиаграми при регулиране на трифазен инвертор на напрежение с еднополярна ШИМ, ma = 0,8 ; m f = 15 ; б) Спектър на изходното напрежение на трифазен инвертор на напрежение при регулиране с еднополярна ШИМ. 258 При трифазните инвертори на напрежение са възможни и другите два режима на регулиране: - режим на надмодулация; - режим на правоъгълна вълна. В режим на надмодулация (overmodulation) в спектъра на изходното напрежение има значително повече хармоници, централизирани около mf и нейните кратни честоти. Същевременно амплитудата на основния хармоник на изходното линейно напрежение зависи нелинейно от ma. В режим на правоъгълна вълна инверторът не може да регулира изходното напрежение. Това се постига с регулиране на захранващото напрежение. Амплитудата на основния хармоник на изходното линейното напрежение в режим на правоъгълна вълна е: (5.77) U AB,1 = U CA,1 = U BC ,1 = 3 U out ,1 = 3 4 Ud @ 1.1 U d p 2 При трифазните инвертори линейното напрежение се получава като разлика от напреженията между две фазови напрежения (напреженията на едно рамо на инвертора). Това позволява елиминирането на част от хармониците, които съществуват във фазовите напрежения. Следните съображения са се наложили при определяне параметрите на ШИМ при трифазни инвертори на напрежение: 1. Стойността на mf трябва да е нечетно цяло число, 2. Стойността на mf трябва да е число кратно на 3. Последното позволява елиминиране на някои от доминиращите хармоници в линейното напрежение. Забележка: В разглежданите досега режими на ШИМ триъгълното напрежение utri и управляащото синусоидално напрежение ucon са синхронизирани едно спрямо друго. Това е задължително при стойности на mf21) е възможно двете напрежения utri и ucon да не са синхронизирани. Този режим обаче не е препоръчителен и се среща рядко в практиката. 259 ГЛАВА ШЕСТА МЕТОДИ И СХЕМИ ЗА ПОДОБРЯВАНЕ НА КОМУТАЦИОННИТЕ ПРОЦЕСИ НА ЕЛЕКТРОННИТЕ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА 6.1 Видове комутационни процеси в преобразувателните устройства Комутационните процеси в ключовете на преобразувателните устройства могат да се разделят на две групи: - комутационни процеси с твърда комутация (hard switching); - комутационни процеси с мека комутация (soft switching). 6.1.1 Твърда комутация в преобразувателните устройства Полупроводниковите ключови прибори в реалните преобразуватели не са идеални и преминават от едно състояние в друго за определено (ненулево) време. В по-голяма част от преобразувателните устройства процеса на комутация на силовите ключове не е облекчен от допълнителни методи или елементи. В резултат е налице твърда комутация: Комутационен процес, при който едновременно и напрежението uS и токът iS върху ключовия прибор са със значителни стойности, което довежда до голяма моментна мощност Psw = iS (t ) u S (t ) , отделена върху ключа, е известен като твърда комутация, фиг.6.1,а. Фиг.6.1 Напрежение uS , ток iS и мощност Psw върху ключовия прибор по време на комутационните процеси, а) твърда комутация; б) мека комутация 260 Средната стойност на тази мощност Psw е известна като комутационни загуби. При високи честоти тези загуби могат да бъдат даже по-големи от загубите в отпушено състояние на ключа. Твърдата комутация на ключовете в пребразователните устройства води до няколко недостатъка във функционирането, оразмеряването и параметрите на съответните преобразувателни устройства: 1. Повишените загуби в ключовете намаляват общия к.п.д. на преобразувателното устройство. 2. Повишаването на работната честота, което е важно изискване в съвременните преобразувателни устройства, е затруднено от нарастващите пропорционално на честотата комутационни загуби и увеличаване на токовите и напреженови натоварвания на елементите на схемата. 3. Преобразувателното устройство е източник на електромагнитни смущения. Основните тенденции за подобряване характеристиките на съвременните преобразувателни устройства се базират на повишаване на работната честота, което от своя страна води до повишаване на загубите в ключовете. Очевидно, тази тенденция налага подобряване на комутационните условия на ключовете в преобразувателните устройства, с цел отстраняване на недостатъците на твърдата комутация. 6.1.2 Мека комутация в преобразувателните устройства Един комутационен процес се нарича мека комутация, когато токът и/или напрежението на ключа по време на комутационния интервал са нулеви или близки до нула, фиг.6.1,б. На фиг.6.2 са сравнени двата вида комутации на ключ от преобразувателно устройство. При обикновената (твърда) комутация, означена с криви ‘а’ на фиг.6.2, например при изключване на ключа (крива 1) едновременно с намаляването на тока през прибора е налице и увеличаване на напрежението върху него. Тоест, за периода на комутация двете величини ток и напрежение едновременно са ненулеви, което води до комутационни загуби. Меката комутация е показана с крива ‘б’, фиг.6.2 е - например при изключване на ключа напрежението върху него се увеличава след значителното намаляване (в идеалния случай – нулиране) на тока през ключа (посока 1 на крива ‘б’, фиг.6.2). При включване на ключа токът през него нараства след значителното намаляване на напрежението върху него (посока 2 на крива ‘б’). 261 Фиг.6.2 Видове комутации на ключ от преобразувателно устройство, а) твърда комутация; б) мека комутация Реализарането на мека комутация в преобразувателните устройства има множество положителни ефекти върху характеристиките и функционирането на преобразувателното устройство: 1. Значително намаляване на общите загуби на преобразувателното устройство, благодарение на минимизираните комутационни загуби в ключовете. 2. Възможно е увеличаване на работната честотата, което благоприятства подобряване на редица параметри на преобразувателното устройство: по ефективен контрол, намалени масогабаритни показатели, по лесно филтриране и постигане на желани форми на тока и напрежението. 3. Подобряване на електромагнитната съвместивмост и намаляване на нежеланите електромагнитни излъчвания, причина за които е комутацията при значителни стойности на тока или напрежението на ключа. 4. Повишена надежност, благодарение на намалените напреженови и токови натоварвания върху елемнитете. 5. Облекчени изсквания към защитата. Постигането на мека комутация в преобразувателните устройства има и някои недостатъци: 1. Комплексната (цялостната) оптимизация на преобразувателното устройство е по-сложна. 2. Максималните стойности на напреженията и токовете в някои от схемите (например резонансни преобразователи) надвишават значително същите стойности в съответните проеобразователи с твърда комутация . 262 6.2 Основни подходи за подобряване комутационните условия в преобразувателните устройства Известни са две разновидности преобразувателните устройства: - комутация при нулево напрежение; - комутация при нулев ток. на меката комутация в 6.2.1 Комутация при нулево напрежение (Zero Voltage Switching, ZVS) За да се постигне комутация при нулево или при значително намалено напрежение върху ключовете, обикновено се включва кондензатор с подходящ капацитет паралелно на ключа, фиг.6.3. Фиг.6.3 Комутация при нулево напрежение на ключа S, чрез кондензатор с подходящ капацитет включен паралелно на ключа При включване (отпушване) на ключа нулевото напрежение върху него трябва да се гарантира от принципа на работа на схемата. При запушване на ключа, нулевото напрежение върху него се осигурява от паралено включеният кондензатор С. Напрежението върху кондензатора не нараства със скок, а зависи от стойността на капацитета на С и от зареждащия го ток, определен от външната верига. Тук трябва да се отчита и капацитета на вече запушения ключ и да се добави към стойността на външно включения кондензатор С. Обикновено оразмерявенето на кондензатора C цели осигураване на време на нарастването на напрежението върху него поне 4-5 пъти поголямо от каталожното време за запушване на ключа (tOFF). При такова 263 оразмеряване се постига до неколкократно намаляване на комутационните загуби в ключа. При този подход (свързване на кондензатор паралелно на ключа) е необходимо отпушването на ключа да не е при зареден кондензатор. Схемата на преобразувателя трябва да осигури разреждане на кондензатора (обикновено с резонансна верига или чрез допълнителна верига и ключ). Напрежението на кондензатора се следи и отпушването на ключа е при благоприятна (достатъчно ниска) стойност на това напрежение. Забележка: Тъй като тока на комутация на ключа не е нула, то са възможни пренапрежения върху ключа, генерирани в резултат на резонансен процес, включващ паразитната индуктивност между ключа и кондензатора С. За избягването на тези пренапрежения е необходимо кондензаторът С да е разположен и присъединен възможно най-близко до изводите на ключа. 6.2.2 Комутация при нулев ток (Zero Current Switching, ZCS) Един от начините за постигане на комутация при нулев ток е чрез включване на индуктивност последователно на ключа. При отпушване на ключа, токът му не нараства със скок, а плавно в резултат на включената последователно индуктивност. На фиг.6.4 е показана основната верига за постигане на комутация при нулев ток. Фиг.6.4 Основна верига за постигане на комутация при нулев ток Комбинацията от двете условия на мека комутация – нулево напрежение и нулев ток също е възможно да се постигне. Това означава, че за един период на работната честота се осигурява отпушване на ключа при нулев ток и запушването му при нулево напрежение. Поддържането и на двете условия обаче, е трудно осъществимо при широки промени на товара и коефициента на запълване или работната честота. 264 6.2.3 Класификация на преобразувателите с мека комутация В редица нови схемни решения условията на мека комутация се постигат чрез добавяне на нови елементи в схемата на преобразувателното устройство. Това могат да бъдат и активни и пасивни елементи. Обикновенно добавените елементи са с по-ниски номинали (по маломощни). При някои схемни решения комутацията на допълнителните ключове също е оптимизирана, т.е. постига се мека комутация и за тях. Според спецификата на процесите и начина на управление на преобразувателните устройства, в литературата [23, 29, 30] схемите, които реализират мека комутация се резделят на следните основни групи: - резонансни силови преобразуватели; - квази-резонансни силови преобразуватели; - мулти-резонансни силови преобразуватели; - преобразувателни устройства с ШИМ и подобрена комутация. Съществуват множество разновидности на резонансните вериги, които се използуват в изброените четири групи преобразуватели с мека комутация. Веригите от втори ред в зависимост от свързването на индуктивността и кондензатора спрямо ключа са осем на брой. Най разпространените са така наречените: серийна резонансна верига, фиг.6.5,а и паралелна резонансна верига, фиг.6.5,б. Възможните вериги от трети ред (три реактивни елемента) са доста повече на брой: в литературния източник [28] са изброени 36 такива вериги. Най разпространената в практиката е така наречената LCC резонансна верига, фиг.6.5,в. Фиг.6.5 Разпространени резонансни вериги: а) и б) от 2-ри ред; в) LCC верига от трети ред 265 6.3 Резонансни силови преобразуватели Основна черта на резонансните преобразувателни устройства е наличието на резонансна верига, която се използува за постигане на определена, желана форма на напрежението и тока върху ключовете. Резонансните силови преобразувателни устройства могат да се групират в следните групи: 1) Резонансни инвертори. 2) Резонансни силови преобразуватели на постоянно напрежение. Резонансните инвертори са разгледани подробно в Глава Пета. Тук се представя втората група резонансни преобразуватели. 6.3.1 Резонансни преобразователи на постоянно напрежение (Resonant DC-DC converters) На фиг.6.6 е показана блокова схема на резонансен пробразувател на постоянно напрежение. Основните блокови схеми са: - инвертор; - резонансна верига (серийна, паралелна или друг вид); - изправител; - филтър. Очевидно е, че при използването и съчетаването на различни схемни решения на всеки един от четирите компоненти, може да се постигнат множество крайни топологии и варианти на резонансни преобразуватели на постоянно напрежение. Фиг.6.6 Основни блокове на резанансен пробразувател на постоянно напрежение 266 Като примери на фиг.6.7 са показани две от най разпространените схемни реализации на резонансни DC-DC (постояннотокови) преобразуватели: мостов сериен резонансен преобразувател, фиг.6.7,а и мостов паралелен резонансен преобразувател, фиг.6.7,б. Изправителят на изхода на двете схеми е двуполупериоден, схема Грец. В общия случай, когато работната честота на резонансния преобразувател f е под резонансната честота ff0, ключовете се отпушват при нулево напрежение, което води до елиминиране на загубите при отпушването им. Недостатък на схемите е значителната енергия, която циркулира в преобразувателя вследствие на разонансния процес. Фиг.6.7 а) Мостов сериен резонансен преобразувател на постоянно напрежение; б) мостов паралелен резонансен преобразувател 267 При определен начин на управление и оразмеряване на резонансните преобразуватели е възможно постигане на мека комутация и при двата комутационни процеса: на отпушване и на запушване. Това се постига обикновено чрез допълнителни пасивни елементи и по-сложен алгоритъм на управление на схемата. За да се осигури регулиране на изходното напрежение в целия диапазон на товара при поддържане на условията за мека комутация и при запушване и при отпушване на приборите, в някои схеми се налага и добавянето на допълнителни ключови прибори. В други приложения изискванията към регулирането са по-малки. Примерно, регулирането на изходното напрежение се постига чрез съответното управление на друг преобразувател, който осигурява входното постоянно напрежение на резонансния преобразувател. 6.3.2 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация Като пример на резонансен преобразувател с нулево напрежение и нулев ток на комутация, е разгледан полумостов резонансен преобразувател (Half Bridge Zero-Voltage Zero Current Resonant DC-DC Converter [39]), фиг.6.8. Представената схема е подходяща за практически приложения, в които се изискват постояннотокови преобразуватели за галванична развръзка с подобрени комутационни и енергийни характеристики. Преобразувателят включва полумостов инвертор и двуполупериоден изправител-умножител. Фиг.6.8 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация. 268 Начинът за управление на полумостовия резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация се разглежда при условията, че променливата съставна на напрежението върху кондензаторите на делителя на напрежение Cd1,Cd2 е малка в сравнение с постоянната съставна на напрежението им и капацитета на комутиращите кондензатори Ck1,Ck2 е многократно помалък от този на кондензаторите Cd1,Cd2. На фиг.6.9 са показани времедиаграмите, получени при изследване на практическа схема с програмен симулатор PSPICE при следните данни: Uin=400V; Ck=Ck1=Ck2=16nF; Cd=Cd1=Cd2=5mF; LS1=LS2=1,25mH (LS1 и LS2 индуктивности на разсейване на първичната и на вторичната намотки); Lm=500mH (Lm намагнитваща индуктивност на трансформатора); n=1 (n - предавателното отношение на трансформатора), Co=Co1=Co2=500mF; R=25W; tON=16ms; tOFF=4ms. Преобразувател с цитираните параметри е използуван в система за преобразуване енергията на ВЕИ (Възобновяеми енергийни източници). На фиг.6.9. са показани напреженията и токовете на ключовете S1 и S2, тока през първичната намотка iL1 и характерните моменти, определящи смяната на последователните състояния на преобразувателя. Принципът на действие на схемата е следният. При отпушване на всеки един от ключовете започва резонансен процес, включващ индуктивността на разсейване на трансформатора LS (LS=LS1+L¢S2) и кондензаторите Cd1 и Cd2 (Cd1 и Cd2 са в паралел по променлив ток). За да се осигури запушване на ключа при малък (3-5% от работния) ток, времето, през което към ключа има отпушващ сигнал, трябва да е поголямо от резонансния полупериод на веригата T / 2 = LS (Cd1 + Cd 2 ) . В момента на запушването на ключа S1 започва процес на зареждане на кондензатора Ck1 и разреждане на кондензатора Ck2 от намагнитващия ток на трансформатора. Тъй като стойността на Ck1 и Ck2 е малка (Ck1=Ck2